Jak zaprojektować konwerter Flyback - kompleksowy samouczek

Wypróbuj Nasz Instrument Do Eliminowania Problemów





Konfiguracja flyback jest preferowaną topologią w projektach aplikacji SMPS, głównie dlatego, że gwarantuje pełną izolację wyjściowego prądu stałego od wejściowej sieci zasilającej. Inne cechy obejmują niski koszt produkcji, prostszą konstrukcję i nieskomplikowaną implementację. Niskoprądowe wersje DCM konwerterów flyback, które mają specyfikację wyjściową poniżej 50 watów, są szerzej stosowane niż większe odpowiedniki wysokoprądowe.

Poznajmy szczegóły wraz z obszernym wyjaśnieniem w następujących akapitach:



Kompleksowe wytyczne projektowe dla konwertera DCM Flyback o stałej częstotliwości w trybie off-line

Tryby działania Flyback: DCM i CCM

Poniżej widzimy podstawowy schematyczny projekt konwertera typu flyback. Główne sekcje w tej konstrukcji to transformator, moc przełączania mosfet Q1 po stronie pierwotnej, mostek prostowniczy po stronie wtórnej D1, a kondensator filtrujący do wygładzania wyjście z D1 i stopień kontrolera PWM, który może być obwodem sterowanym IC.

podstawowa konfiguracja flyback

Ten typ projektu flyback może mieć CCM (tryb przewodzenia ciągłego) lub DCM (tryb przewodzenia nieciągłego) w zależności od konfiguracji mocy MOSFET T1.



Zasadniczo w trybie DCM cała energia elektryczna zmagazynowana w pierwotnym transformatorze jest przenoszona po stronie wtórnej za każdym razem, gdy tranzystor MOSFET jest wyłączany podczas jego cykli przełączania (zwany również okresem flyback), co prowadzi do zerowego potencjału prądu strony pierwotnej zanim T1 będzie w stanie ponownie włączyć się w następnym cyklu przełączania.

W trybie CCM energia elektryczna zmagazynowana w części pierwotnej nie ma możliwości pełnego przeniesienia lub indukcji w części wtórnej.

Dzieje się tak, ponieważ każdy z kolejnych impulsów przełączających ze sterownika PWM włącza T1, zanim transformator przekaże całą swoją zmagazynowaną energię do obciążenia. Oznacza to, że prąd flyback (ILPK i ISEC) nigdy nie może osiągnąć potencjału zerowego podczas każdego z cykli przełączania.

Na poniższym schemacie możemy zobaczyć różnicę między tymi dwoma trybami pracy poprzez wzorce przebiegów prądu w sekcji pierwotnej i wtórnej transformatora.

Przebiegi DCM CCM

Tryby DCM i CCM mają swoje szczególne zalety, o których można dowiedzieć się z poniższej tabeli:

porównanie trybów DCM i CCM

W porównaniu z CCM, obwód trybu DCM wymaga wyższych poziomów prądu szczytowego w celu zapewnienia optymalnej mocy po stronie wtórnej transformatora. To z kolei wymaga, aby strona pierwotna była oceniana na wyższy prąd RMS, co oznacza, że ​​MOSFET musi być oceniany w określonym wyższym zakresie.

W przypadkach, w których projekt ma być zbudowany z ograniczonym zakresem prądu wejściowego i komponentów, zwykle wybiera się tryb CCM Fyback, co pozwala projektowi zastosować stosunkowo mniejszy kondensator filtrujący i mniejsze straty przewodzenia na tranzystorze MOSFET i transformatorze).

CCM staje się korzystny w warunkach, w których napięcie wejściowe jest niższe, a prąd wyższy (powyżej 6 amperów), konstrukcje, które mogą być oceniane do pracy z ponad Moc 50 W. , z wyjątkiem wyjść przy 5 V, gdzie specyfikacja mocy może być niższa niż 50 watów.

Powyższy obraz pokazuje aktualną odpowiedź po stronie pierwotnej trybów flyback i odpowiednią zależność między ich trójkątnymi i trapezowymi przebiegami.

IA na trójkątnym przebiegu wskazuje minimalny punkt inicjalizacji, który może być postrzegany jako zero, na początku okresu włączania tranzystora MOSFET, a także wyższy poziom szczytowy prądu utrzymujący się w uzwojeniu pierwotnym tranzystora. transformator w czasie do ponownego włączenia MOSFET-u, podczas pracy w trybie CCM.

IB może być postrzegany jako punkt końcowy aktualnej wielkości, podczas gdy mosfet przełącznik jest włączony (interwał ton).

Znormalizowaną wartość prądu IRMS można postrzegać jako funkcję współczynnika K (IA / IB) na osi Y.

Może to być używane jako mnożnik, gdy trzeba obliczyć straty rezystancyjne dla wybranej liczby kształtów fali w odniesieniu do przebiegu trapezoidalnego o płaskim górnym przebiegu.

To również pokazuje dodatkowe, nieuniknione straty przewodzenia prądu stałego uzwojenia transformatora i tranzystorów lub diod jako funkcję przebiegu prądu. Korzystając z tych porad, projektant będzie w stanie zapobiec nawet 10 do 15% stratom przewodzenia przy tak dobrze obliczonej konstrukcji przetwornika.

Uwzględnienie powyższych kryteriów może mieć istotne znaczenie w zastosowaniach zaprojektowanych do pracy z wysokimi prądami skutecznymi i wymagających optymalnej wydajności jako kluczowych cech.

Możliwe jest wyeliminowanie dodatkowych strat miedzi, chociaż może to wymagać poważnych strat rozmiar rdzenia do pomieszczenia niezbędnej większej powierzchni okna zwijanego, w przeciwieństwie do sytuacji, w których kluczowe stają się tylko podstawowe specyfikacje.

Jak dotychczas zrozumieliśmy, tryb pracy DCM umożliwia użycie transformatora o mniejszych rozmiarach, ma większą odpowiedź przejściową i działa przy minimalnych stratach przełączania.

Dlatego ten tryb staje się wysoce zalecany dla obwodów flyback przeznaczonych do wyższych napięć wyjściowych przy stosunkowo niższych wymaganiach amperowych.

Chociaż możliwe jest zaprojektowanie konwertera flyback do pracy zarówno z trybami DCM, jak i CCM, należy pamiętać, że podczas przejścia z trybu DCM do trybu CCM ta funkcja zmiany biegów przekształca się w operację 2-biegunową, powodując niskie impedancja dla konwertera.

Taka sytuacja sprawia, że ​​konieczne jest uwzględnienie dodatkowych strategii projektowych, w tym różnych kompensacji pętli (sprzężenia zwrotnego) i zbocza w odniesieniu do wewnętrznego układu pętli prądowej. W praktyce oznacza to, że musimy upewnić się, że konwerter jest głównie zaprojektowany dla trybu CCM, ale jest w stanie pracować w trybie DCM, gdy na wyjściu stosowane są mniejsze obciążenia.

Może być interesujące wiedzieć, że dzięki zastosowaniu zaawansowanych modeli transformatorów możliwe stanie się ulepszenie konwertera CCM poprzez czystszą i lżejszą regulację obciążenia, a także wysoką regulację krzyżową w szerokim zakresie obciążenia za pomocą transformatora ze skokową przerwą.

W takich przypadkach niewielka przerwa między rdzeniami jest wymuszana poprzez włożenie zewnętrznego elementu, takiego jak taśma izolacyjna lub papier, w celu początkowego indukowania wysokiej indukcyjności, a także umożliwienia pracy CCM przy mniejszych obciążeniach. Omówimy to szczegółowo innym razem w moich kolejnych artykułach.

Mając tak wszechstronne cechy trybu DCM, nic dziwnego, że staje się on popularnym wyborem, gdy wymagane jest zaprojektowanie bezproblemowego, wydajnego i niskiego poboru mocy SMPS.

Poniżej dowiemy się krok po kroku, jak zaprojektować konwerter flyback trybu DCM.

Równania projektowe DCM Flyback i wymagania dotyczące decyzji sekwencyjnej

Krok 1:
Oceń i oszacuj wymagania projektowe. Wszystko Projekt SMPS należy rozpocząć od oceny i określenia specyfikacji systemu. Będziesz musiał zdefiniować i przydzielić następujące parametry:

specyfikacje wejściowe dla flyback DCM

Wiemy, że parametr wydajności jest kluczowym parametrem, który należy określić w pierwszej kolejności, najłatwiejszym sposobem jest ustawienie celu na poziomie około 75% do 80%, nawet jeśli projekt jest projektem o niskim koszcie. Częstotliwość przełączania oznaczona jako

Fsw generalnie wymaga kompromisu przy maksymalnym wykorzystaniu rozmiaru transformatora i strat wynikających z przełączania oraz zakłóceń elektromagnetycznych. Co oznacza, że ​​może być konieczne podjęcie decyzji o częstotliwości przełączania co najmniej poniżej 150 kHz. Zwykle można wybrać zakres od 50 kHz do 100 kHz.

Ponadto, w przypadku gdy w projekcie wymagane jest uwzględnienie więcej niż jednego wyjścia, maksymalna wartość mocy Pout będzie musiała zostać dostosowana jako łączna wartość dwóch wyjść.

Ciekawostką może się okazać, że do niedawna najpopularniejsze konwencjonalne konstrukcje SMPS miały mosfet i Kontroler przełączający PWM jako dwa różne izolowane stopnie, zintegrowane razem na układzie PCB, ale obecnie w nowoczesnych jednostkach SMPS te dwa stopnie można znaleźć osadzone w jednym opakowaniu i wyprodukowane jako pojedyncze układy scalone.

Głównie parametry, które są zwykle brane pod uwagę podczas projektowania konwertera SMPS typu flyback, to 1) zastosowanie lub specyfikacje obciążenia, 2) koszt 3) pobór mocy w trybie czuwania i 4) dodatkowe funkcje ochronne.

Kiedy używane są wbudowane układy scalone, zwykle rzeczy stają się znacznie łatwiejsze, ponieważ do zaprojektowania optymalnego przetwornika flyback potrzebny jest tylko transformator i kilka zewnętrznych elementów pasywnych.

Przejdźmy do szczegółów dotyczących obliczeń związanych z projektowaniem awaryjnego SMPS.

Obliczanie kondensatora wejściowego Cin i zakresu wejściowego napięcia DC

W zależności od napięcia wejściowego i specyfikacji mocy, standardową zasadę wyboru Cin, określanego również jako kondensator obwodu DC, można poznać z następujących wyjaśnień:

zalecane wejście Cin na wat

Aby zapewnić szeroki zakres działania, można wybrać wartość 2uF na wat lub wyższą dla kondensatora obwodu DC, co pozwoli uzyskać dobry zakres jakości dla tego elementu.

Następnie może być wymagane określenie minimalnego napięcia wejściowego DC, które można uzyskać rozwiązując:

Wzór na kondensator obwodu pośredniego

Gdzie rozładowanie staje się współczynnikiem wypełnienia kondensatora obwodu pośredniego, który może wynosić około 0,2

Minimalne maksymalne napięcie kondensatora obwodu pośredniego

Na powyższym rysunku możemy zwizualizować napięcie kondensatora obwodu pośredniego. Jak pokazano, napięcie wejściowe powstaje podczas maksymalnej mocy wyjściowej i minimalnego wejściowego napięcia AC, podczas gdy maksymalne napięcie wejściowe DC powstaje podczas minimalnej mocy wejściowej (brak obciążenia) i podczas maksymalnego wejściowego napięcia AC.

W stanie bez obciążenia możemy zobaczyć maksymalne napięcie wejściowe DC, podczas którego kondensator ładuje się na poziomie szczytowym napięcia wejściowego AC, a wartości te można wyrazić za pomocą następującego równania:

Równanie kondensatora obwodu pośredniego

Krok 3:

Ocena napięcia VR indukowanego Flyback i maksymalnego naprężenia napięciowego na MOSFET VDS. Napięcie VR indukowane przez Flyback można rozumieć jako napięcie indukowane po pierwotnej stronie transformatora, gdy mosfet Q1 jest wyłączony.

Powyższa funkcja z kolei wpływa na maksymalną ocenę VDS mosfetu, co można potwierdzić i zidentyfikować rozwiązując następujące równanie:

maksymalna ocena VDS mosfetu

Gdzie Vspike jest skokiem napięcia generowanym z powodu indukcyjności upływu transformatora.

Na początek można pobrać 30% Vspike z VDSmax.

Poniższa lista mówi nam, ile odbitego napięcia lub napięcia indukowanego może być zalecane dla tranzystora MOSFET o wartości znamionowej od 650 V do 800 V i którego początkowa wartość graniczna VR jest niższa niż 100 V dla oczekiwanego szerokiego zakresu napięcia wejściowego.

napięcie odbite lub indukowane może być zalecane dla 650 V do 800 V.

Wybór odpowiedniego VR może być okazją między poziomem napięcia napięciowego na prostowniku wtórnym a specyfikacjami mosfetu po stronie pierwotnej.

Jeśli VR zostanie wybrane bardzo wysoko przez zwiększony współczynnik zwojów, spowoduje to wzrost VDSmax, ale niższy poziom naprężenia napięciowego na diodzie strony wtórnej.

A jeśli VR zostanie wybrane zbyt małe przez mniejszy współczynnik skrętu, spowoduje to zmniejszenie VDSmax, ale spowoduje wzrost poziomu naprężenia na diodzie wtórnej.

Większy VDSmax strony pierwotnej zapewniłby nie tylko niższy poziom naprężeń po stronie wtórnej diody i zmniejszenie prądu pierwotnego, ale także pozwoliłby na wdrożenie efektywnego kosztowo projektu.

Flyback w trybie DCM

Jak obliczyć Dmax w zależności od Vreflected i Vinmin

Maksymalnego cyklu pracy można oczekiwać w przypadku VDCmin. W tej sytuacji możemy zaprojektować transformator wzdłuż progów DCM i CCM. W takim przypadku cykl pracy można przedstawić jako:

maksymalny cykl pracy VDC min

Krok 4:

Jak obliczyć pierwotny prąd indukcyjny

W tym kroku obliczymy pierwotną indukcyjność i pierwotny prąd szczytowy.

Do identyfikacji pierwotnego prądu szczytowego można użyć następujących wzorów:

identyfikacja pierwotnego prądu szczytowego flyback

Po osiągnięciu powyższego możemy kontynuować i obliczyć pierwotną indukcyjność za pomocą następującego wzoru, w granicach maksymalnego cyklu pracy.

obliczyć pierwotną indukcyjność flyback

Należy zachować ostrożność w odniesieniu do flyback, nie może on przejść do trybu CCM z powodu jakiejkolwiek formy nadmiernego obciążenia i dla tej maksymalnej mocy należy wziąć pod uwagę podczas obliczania Poutmax w Równaniu # 5. Wspomniany stan może również wystąpić w przypadku wzrostu indukcyjności powyżej wartości Lprimax, więc należy to zanotować.

Krok 5 :

Jak wybrać optymalny gatunek i rozmiar rdzenia:

Wybór odpowiedniej specyfikacji i struktury rdzenia może wyglądać dość onieśmielająco, jeśli projektujesz flyback po raz pierwszy. Ponieważ może to obejmować znaczną liczbę czynników i zmiennych, które należy wziąć pod uwagę. Kilka z nich, które mogą mieć kluczowe znaczenie, to geometria rdzenia (np. Rdzeń EE / rdzeń RM / rdzeń PQ itp.), Wymiar rdzenia (np. EE19, RM8 PQ20 itp.) Oraz materiał rdzenia (np. 3C96. TP4, 3F3 itp).

Jeśli nie masz pojęcia, jak postępować zgodnie z powyższymi specyfikacjami, skutecznym sposobem przeciwdziałania temu problemowi może być skierowanie standardowy przewodnik wyboru rdzenia przez producenta rdzenia, lub możesz również skorzystać z pomocy w poniższej tabeli, która z grubsza podaje standardowe wymiary rdzenia podczas projektowania flyback 65kHz DCM, w odniesieniu do mocy wyjściowej.

wybór rozmiaru rdzenia dla konwertera typu flyback

Gdy skończysz z wyborem rozmiaru rdzenia, nadszedł czas, aby wybrać właściwą szpulkę, którą można pobrać zgodnie z podstawowym arkuszem danych. Dodatkowe właściwości szpulki, takie jak liczba pinów, mocowanie PCB lub SMD, poziome lub pionowe ustawienie, wszystkie te również mogą wymagać rozważenia jako preferowanego projektu

Materiał rdzenia jest również kluczowy i należy go wybrać na podstawie częstotliwości, gęstości strumienia magnetycznego i strat w rdzeniu.

Na początek możesz wypróbować warianty o nazwie 3F3, 3C96 lub TP4A, pamiętaj, że nazwy dostępnych materiałów rdzenia mogą być różne dla identycznych typów w zależności od konkretnego producenta.

Jak obliczyć minimalne obroty pierwotne lub uzwojenie

Gdzie termin Bmax oznacza maksymalną operacyjną gęstość strumienia, Lpri mówi o pierwotnej indukcyjności, Ipri staje się pierwotnym prądem szczytowym, podczas gdy Ae określa pole przekroju poprzecznego wybranego typu rdzenia.

Należy pamiętać, że Bmax nie może nigdy przekroczyć gęstości strumienia nasycenia (Bsat) określonej w karcie katalogowej materiału rdzenia. Mogą wystąpić niewielkie różnice w Bsat dla rdzeni ferrytowych w zależności od specyfikacji, takich jak rodzaj materiału i temperatura, jednak większość z nich będzie miała wartość bliską 400 mT.

Jeśli nie znajdziesz szczegółowych danych referencyjnych, możesz przejść z Bmax 300mT. Chociaż wybranie wyższego Bmax może pomóc w zmniejszeniu liczby zwojów pierwotnych i niższym przewodnictwie, utrata rdzenia może znacznie wzrosnąć. Spróbuj zoptymalizować wartości tych parametrów, tak aby straty rdzenia i miedzi były utrzymywane w dopuszczalnych granicach.

Krok 6:

Jak obliczyć liczbę zwojów głównego wyjścia pomocniczego (Ns) i różnych wyjść pomocniczych (Naux)

W celu określić wtórne zwoje najpierw musimy znaleźć współczynnik skrętu (n), który można obliczyć za pomocą następującego wzoru:

Oblicz liczbę zwojów głównego wyjścia pomocniczego (Ns) i różnych wyjść pomocniczych (Naux)

Gdzie Np jest zwojami pierwotnymi, a Ns jest liczbą zwojów wtórnych, Vout oznacza napięcie wyjściowe, a VD mówi nam o spadku napięcia na diodzie wtórnej.

Do obliczenia zwojów wyjść pomocniczych dla żądanej wartości Vcc można użyć następującego wzoru:

obliczanie zwojów wyjść pomocniczych

Uzwojenie pomocnicze staje się kluczowe we wszystkich przekształtnikach typu flyback do dostarczania początkowego zasilania rozruchowego do układu scalonego sterowania. Ten zasilacz VCC jest zwykle używany do zasilania przełączającego układu scalonego po stronie pierwotnej i może być ustalony zgodnie z wartością podaną w arkuszu danych układu scalonego. Jeśli obliczenie daje wartość niecałkowitą, po prostu zaokrąglij ją, używając górnej wartości całkowitej tuż powyżej tej liczby niecałkowitej.

Jak obliczyć rozmiar przewodu dla wybranego uzwojenia wyjściowego

Aby poprawnie obliczyć rozmiary przewodów dla kilku uzwojeń, musimy najpierw znaleźć specyfikację prądu RMS dla pojedynczego uzwojenia.

Można to zrobić za pomocą następujących wzorów:

Jako punkt wyjścia można wykorzystać gęstość prądu od 150 do 400 milicali kołowych na amper do określenia grubości drutu. Poniższa tabela przedstawia odniesienie do wyboru odpowiedniego przekroju drutu przy użyciu 200 M / A, zgodnie z wartością RMS prądu. Pokazuje również średnicę drutu i podstawową izolację dla różnych grubości super emaliowanych drutów miedzianych.

zalecany przekrój przewodu w oparciu o aktualną wartość skuteczną

Krok 8:

Uwzględnienie konstrukcji transformatora i konstrukcji uzwojenia Iteracja

Po zakończeniu określania wyżej omówionych parametrów transformatora, kluczowe staje się oszacowanie, jak dopasować wymiar drutu i liczbę zwojów do obliczonego rozmiaru rdzenia transformatora i określonej szpuli. Aby optymalnie to osiągnąć, może być wymagane kilka iteracji lub eksperymentów w celu optymalizacji specyfikacji rdzenia w odniesieniu do grubości drutu i liczby zwojów.

Poniższy rysunek przedstawia obszar uzwojenia dla danego Rdzeń EE . W odniesieniu do obliczonej grubości drutu i liczby zwojów dla pojedynczego uzwojenia, można w przybliżeniu oszacować, czy uzwojenie będzie pasowało do dostępnego obszaru uzwojenia (w i h), czy nie. Jeśli uzwojenie nie jest przystosowane, wówczas jeden z parametrów spośród liczby zwojów, grubości drutu lub rozmiaru rdzenia lub więcej niż 1 parametr może wymagać dokładnego dostrojenia, aż uzwojenie będzie pasować optymalnie.

obszar uzwojenia dla danego rdzenia EE

Układ uzwojenia ma kluczowe znaczenie, ponieważ wydajność pracy i niezawodność transformatora w znacznym stopniu zależy od tego. Zaleca się stosowanie układu lub konstrukcji warstwowej uzwojenia w celu ograniczenia upływu indukcyjności, jak pokazano na Rys. 5.

Również w celu spełnienia i zgodności z międzynarodowymi zasadami bezpieczeństwa projekt musi mieć wystarczający zakres izolacji w pierwotnej i wtórnej warstwie uzwojenia. Można to zapewnić, stosując strukturę nawiniętą na margines lub używając drugorzędnego drutu o potrójnej izolacji drutu, jak pokazano na poniższym rysunku.

międzynarodowe schematy uzwojenia transformatora flyback

Użycie potrójnie izolowanego drutu do uzwojenia wtórnego staje się łatwiejszą opcją do szybkiego potwierdzenia międzynarodowych przepisów bezpieczeństwa dotyczących projektów SMPS typu flyback. Jednak takie wzmocnione druty mogą mieć nieco większą grubość w porównaniu do normalnego wariantu, co powoduje, że uzwojenie zajmuje więcej miejsca i może wymagać dodatkowego wysiłku, aby zmieścić się w wybranej szpuli.

Krok 9

Jak zaprojektować główny obwód zacisku

W sekwencji przełączania, w okresach wyłączenia mosfetu, skok wysokiego napięcia w postaci indukcyjności upływu jest poddawany działaniu drenu / źródła mosfetu, co może skutkować załamaniem lawinowym, ostatecznie uszkadzając mosfet.

Aby temu przeciwdziałać, obwód zaciskający jest zwykle konfigurowany w poprzek uzwojenia pierwotnego, co natychmiast ogranicza generowany skok do pewnej bezpiecznej niższej wartości.

Znajdziesz kilka projektów obwodów zaciskowych, które można zastosować w tym celu, jak pokazano na poniższym rysunku.

pierwotny obwód cęgowy flyback

Są to mianowicie zacisk RCD i zacisk Diode / Zenera, gdzie ten drugi jest znacznie łatwiejszy w konfiguracji i implementacji niż pierwsza opcja. W tym obwodzie cęgowym używamy kombinacji diody prostowniczej i wysokonapięciowej diody Zenera, takiej jak TVS (tłumik napięcia przejściowego) do stłumienia udaru.

Funkcja Dioda Zenera polega na skutecznym odcięciu lub ograniczeniu skoków napięcia, aż napięcie upływowe zostanie w pełni bocznikowane przez diodę Zenera. Zaletą diodowego zacisku Zenera jest to, że obwód aktywuje się i zaciska tylko wtedy, gdy łączna wartość VR i Vspike przekracza specyfikację przebicia diody Zenera i odwrotnie, o ile skok znajduje się poniżej przebicia Zenera lub bezpiecznego poziomu, zacisk może w ogóle się nie uruchomić, nie pozwalając na niepotrzebne rozpraszanie mocy.

Jak wybrać mocowanie diody / wartości Zenera

Powinna być zawsze dwukrotnie większa od wartości odbitego napięcia VR lub założonego napięcia szczytowego.
Dioda prostownicza powinna być diodą ultraszybką lub diodą typu Schottky'ego o wartości znamionowej wyższej niż maksymalne napięcie obwodu DC.

Alternatywna opcja zaciskania typu RCD ma tę wadę, że spowalnia dv / dt tranzystora MOSFET. Tutaj parametr rezystancji rezystora staje się kluczowy przy ograniczaniu skoków napięcia. Jeśli wybrano niską wartość Rclamp, poprawi to ochronę kolca, ale może zwiększyć rozpraszanie i straty energii. I odwrotnie, jeśli wybrano wyższą wartość Rclamp, pomogłoby to zminimalizować rozpraszanie, ale może nie być tak skuteczne w tłumienie kolców .

Odnosząc się do powyższego rysunku, aby zapewnić VR = Vspike, można zastosować następujący wzór

Formuła flyback Rclamp

Gdzie Lleak oznacza indukcyjność transformatora i można go znaleźć poprzez wykonanie zwarcia w uzwojeniu wtórnym lub alternatywnie można zastosować regułę praktyczną, stosując od 2 do 4% pierwotnej wartości indukcyjności.

W tym przypadku zacisk kondensatora C powinien być zasadniczo duży i powstrzymać wzrost napięcia podczas okresu absorpcji energii upływu.

Wartość Cclamp może być wybrana pomiędzy 100pF a 4.7nF, energia zmagazynowana wewnątrz tego kondensatora zostanie szybko rozładowana i odświeżona przez Rclamp podczas danego cyklu przełączania.

Krok 10

Jak wybrać wyjściową diodę prostowniczą

Można to obliczyć za pomocą powyższego wzoru.

Upewnij się, że specyfikacje zostały dobrane tak, aby maksymalne napięcie wsteczne lub VRRM diody nie było mniejsze niż 30% niż dioda VRV, a także upewnij się, że specyfikacja IF lub prądu przewodzenia lawiny jest co najmniej o 50% większa niż wartość IsecRMS. Najlepiej wybrać diodę Schottky'ego, aby zminimalizować straty przewodzenia.

W przypadku obwodu DCM prąd szczytowy Flyback może być wysoki, dlatego spróbuj wybrać diodę o niższym napięciu przewodzenia i stosunkowo wyższych parametrach prądu, w odniesieniu do pożądanego poziomu sprawności.

Krok 11

Jak wybrać wartość kondensatora wyjściowego

Wybór poprawnie obliczony kondensator wyjściowy podczas projektowania flyback może być niezwykle istotne, ponieważ w topologii flyback zmagazynowana energia indukcyjna jest niedostępna między diodą a kondensatorem, co oznacza, że ​​wartość kondensatora należy obliczyć biorąc pod uwagę 3 ważne kryteria:

1) Pojemność
2) ESR
3) prąd RMS

Minimalną możliwą wartość można zidentyfikować w zależności od funkcji maksymalnego dopuszczalnego napięcia tętnienia wyjściowego od szczytu do szczytu i można ją zidentyfikować za pomocą następującego wzoru:

Gdzie Ncp oznacza liczbę impulsów zegara po stronie pierwotnej wymaganych przez sprzężenie zwrotne sterowania do sterowania pracą od określonych wartości maksymalnych i minimalnych. Może to zwykle wymagać około 10 do 20 cykli przełączania.
Iout odnosi się do maksymalnego prądu wyjściowego (Iout = Poutmax / Vout).

Aby określić maksymalną wartość RMS kondensatora wyjściowego, użyj następującego wzoru:

maksymalna wartość skuteczna kondensatora wyjściowego

Dla określonej wysokiej częstotliwości przełączania flyback, maksymalny prąd szczytowy po stronie wtórnej transformatora będzie generował odpowiednio wysokie napięcie tętnienia, nałożone na równoważną ESR kondensatora wyjściowego. Biorąc to pod uwagę, należy upewnić się, że wartość ESRmax kondensatora nie przekracza określonej dopuszczalnej wartości prądu tętnienia kondensatora.

Ostateczna konstrukcja może zasadniczo obejmować pożądane napięcie znamionowe i zdolność do prądu tętnienia kondensatora, w oparciu o rzeczywisty stosunek wybranego napięcia wyjściowego i prądu w trybie flyback.

Upewnij się, że Wartość ESR jest określany na podstawie arkusza danych w oparciu o częstotliwość wyższą niż 1 kHz, która zazwyczaj mieści się w zakresie od 10 kHz do 100 kHz.

Warto zauważyć, że pojedynczy kondensator o niskiej specyfikacji ESR może wystarczyć do kontrolowania tętnienia wyjściowego. Możesz spróbować dołączyć mały filtr LC dla wyższych prądów szczytowych, zwłaszcza jeśli flyback jest zaprojektowany do pracy z trybem DCM, który może zagwarantować dość dobrą kontrolę napięcia tętnienia na wyjściu.

Krok 12

Dalsze ważne kwestie:

A) Jak wybrać napięcie i prąd znamionowy dla prostownika mostka po stronie pierwotnej.

Wybierz napięcie i prąd znamionowy dla prostownika mostka strony pierwotnej

Można to zrobić za pomocą powyższego równania.

W tej formule PF oznacza współczynnik mocy zasilacza możemy zastosować 0,5 w przypadku, gdy odpowiednie odniesienie stanie się poza zasięgiem. W przypadku prostownika mostkowego wybierz diody lub moduł o znamionowym natężeniu prądu przewodzenia 2 razy większym niż IACRMS. Jako napięcie znamionowe można wybrać napięcie 600 V dla maksymalnej specyfikacji wejściowej 400 V AC.

B) Jak wybrać aktualny rezystor wykrywania (Rsense):

Można to obliczyć za pomocą następującego równania. W celu interpretacji maksymalnej mocy na wyjściu flyback zastosowano rezystor czujnikowy Rsense. Wartość Vcsth można określić, odwołując się do arkusza danych kontrolera IC, Ip (max) oznacza prąd pierwotny.

C) Wybór VCC kondensatora:

Optymalny wartość pojemności ma kluczowe znaczenie dla kondensatora wejściowego, aby zapewnić właściwy okres rozruchu. Zwykle każda wartość między 22 uF a 47 uF dobrze spełnia swoje zadanie. Jeśli jednak zostanie wybrana znacznie niższa wartość, może spowodować wyzwolenie „blokady pod napięciem” na układzie scalonym sterownika, zanim Vcc będzie w stanie rozwinąć się przez przetwornik. Wręcz przeciwnie, większa wartość pojemności mogłaby spowodować niepożądane opóźnienie czasu rozruchu konwertera.

Dodatkowo upewnij się, że ten kondensator jest najlepszej jakości, ma bardzo dobre parametry ESR i prądu tętnienia, na równi z mocą wyjściową specyfikacje kondensatorów . Zdecydowanie zaleca się podłączenie innego kondensatora o mniejszej wartości w kolejności 100 nF, równolegle do omówionego powyżej kondensatora i jak najbliżej styków Vcc / uziemienia układu scalonego kontrolera.

D) Konfiguracja pętli sprzężenia zwrotnego:

Kompensacja pętli sprzężenia zwrotnego staje się ważna, aby zatrzymać generowanie oscylacji. Konfiguracja kompensacji pętli może być prostsza dla flyback trybu DCM niż CCM, ze względu na brak „prawej połowy płaszczyzny zerowej” w stopniu mocy, a zatem nie jest wymagana kompensacja.

Konfiguracja pętli sprzężenia zwrotnego Flyback

Jak wskazano na powyższym rysunku, prosty RC (Rcomp, Ccomp) przeważnie wystarcza tylko do utrzymania dobrej stabilności w całej pętli. Ogólnie wartość Rcomp może być wybrana z zakresu od 1K do 20K, podczas gdy Ccomp może mieścić się w zakresie od 100nF do 470pF.

Na tym kończy się nasza obszerna dyskusja na temat projektowania i obliczania konwertera flyback. Jeśli masz jakieś sugestie lub pytania, możesz je umieścić w poniższym polu komentarza, a na Twoje pytania odpowiemy jak najszybciej.

Kurtuazja: Infineon




Poprzedni: Ultradźwiękowy bezprzewodowy wskaźnik poziomu wody - zasilany energią słoneczną Dalej: Zrozumienie kontrolera PID